引言

许多高端工业应用中，高性能数据采集系统(DAS)与各种传感器之间需要提供适当的接口电路。如果信号接口要求提供多通道、高精度的幅度和相位信息，这些工业应用可以充分利用MAX11040K等ADC的高动态范围、同时采样以及多通道优势。本文介绍了MAX11040K的Σ-Δ架构，以及如何合理选择设计架构和外部元件，以获得最佳的系统性能。

高速、Σ-Δ架构的优势

图1所示为高端三相电力线监视/测量系统，这类工业应用需要以高达117dB的动态范围、64ksps采样速率精确地进行多通道同时采集数据。为了获得最高系统精度，必须正确处理来自传感器(例如，图1中的CT、PT变压器)的信号，以满足ADC输入量程的要求，从而保证DAS的性能指标满足不同国家相关标准的要求。

图1. 基于MAX11040K的DAS在电网监控中的应用

从图1可以看到，采用两片MAX11040K ADC可以同时测量交流电的三相及零相的电压和电流。该ADC基于Σ-Δ架构，利用过采样/平均处理得到较高的分辨率。每个ADC通道利用其专有的电容开关Σ-Δ调制器进行模/数转换。该调制器将输入信号转换成低分辨率的数字信号，它的平均值代表输入信号的量化信息，时钟频率为24.576MHz时对应的采样率为3.072Msps。数据流被送入内部数字滤波器处理，消除高频噪声。处理完成后可以得到高达24位的分辨率。

MAX11040K为4通道同时采样ADC，其输出数据是处理后的平均值，这些数值不能像逐次逼近(SAR) ADC的输出那样被看作是采样“瞬间”的数值¹^,²。

MAX11040K能够为设计人员提供SAR架构所不具备的诸多功能和特性，包括：1ksps采样率下高达117dB的动态范围；积分非线性和微分非线性(INL、DNL)也远远优于SAR ADC；独特的采样相位(采样点)调节能够从内部补偿外部电路(驱动器、变压器、输入滤波器等)引入的相位偏移。

另外，MAX11040K集成一个数字低通滤波器，处理每个调制器产生的数据流，得到无噪声、高分辨率的数据输出。该低通滤波器具有复杂的频率响应函数，具体取决于可编程输出数据率。输入端的阻/容(RC)滤波器结合MAX11040K的数字低通滤波器，大大降低了MAX11040K输入信号通道抗混叠滤波器的设计难度，甚至可以完全省去抗混叠滤波器。表1列举了MAX11040K的部分特性，关于MAX11040K数字低通滤波器或表中列出的特性指标的详细信息，请参考器件数据资料。

表1. MAX11040K ADC的关键指标

Part	Channels	Input range (VP-P)	Resolution (Bits)	Speed (ksps, max)	SINAD (1ksps) (dB)	Input impedance
MAX11040K	4	±2.2	24	64	117	High, (130kΩ, approx)

 

电力线应用对ADC性能的要求

电力线监控应用中，CT (电流)互感器和PT (电压)互感器输出范围的典型值为：±10V或±5V峰峰值(V_P-P)。而MAX11040K的输入量程为±2.2V_P-P，低于CT和PT互感器的典型输出。不过，可以利用一个简单的低成本方案将±5V或±10V互感器输出调整到MAX11040K较低的输入量程以内，电路如图2所示。

连接到通道1的电路代表一个单端设计，这种配置下，变压器的一端接地，通过一个简单的电阻分压器和电容完成信号调理。

对于共模噪声(该噪声在ADC的两个输入端具有相同幅度)比较严重的应用场合，推荐采用图中通道4所示差分连接电路。利用MAX11040K的真差分输入大大降低共模噪声的影响。

图2. MAX11040K在电力线监控典型应用中的原理框图，图中给出了一个±10V或±5V输出的变压器接口。通道4接口电路采用差分设计，通道1采用单端设计。

PT和CT测量变压器相当于低阻互感器(等效阻抗R_TR通常在10Ω至100Ω量级)。为方便计算，以下示例中假设：变压器相当于一个有效输出电阻R_TR = 50Ω的电压源；为便于演示，变压器可以由一个50Ω输出阻抗的低失真函数发生器代替，如图3所示。MAX11040K的输入阻抗与时钟速率、ADC输入电容有关。连接适当的旁路电容C3，设定XIN时钟频率 = 24.576MHz，则得到输入阻抗R_IN等于130kΩ ±15%，误差取决于内部输入电容的波动。

R1、R2组成的电阻分压网络将±10V或±5V输入信号转换成ADC要求的±2.2V满量程范围(FSR)。为确保该电路工作正常，需要优化R1和R2电阻值，以及C1、C2和C3电容的选择，以满足±10V或±5V输入的要求。电阻R1和R2必须有足够高的阻抗，避免CT和PT变压器输出过载。同时，R2阻值还要足够小，以避免影响ADC的输入阻抗(R2 << R_IN)。

对于单端设计，图2中MAX11040K通道1的输入电压V_IN(f)，可以利用式1计算：

(式1)

式中：
V_TR是CT和PT变压器的输出电压。
R_TR是变压器的等效阻抗。
R1、R2构成电阻分压网络。
R_IN是MAX11040K的输入阻抗。
R2llR_IN是R2和R_IN的并联阻抗。
C3为输入旁路电容。
f是输入信号频率。
V_IN(f)是MAX11040K的输入电压。

可以利用类似方法进行差分输入设计。

为保持高精度电阻分压比和正确的旁路特性，应选取低温度系数、精度为1%甚至更好的金属薄膜电阻。电容应选取高精度陶瓷电容或薄膜电容。最好选择信誉较好的供应商购买这些元件，例如Panasonic®、Rohm®、Vishay®、Kemet®和AVX®等。

MAX11040EVKIT提供了一个全功能、8通道DAS系统，评估板能够帮助设计人员加快产品的开发进程，例如，验证图2中所推荐的原理图方案。

图3. 基于MAX11040EVKIT的开发系统框图，需要两个精密仪表对测量通道进行适当校准。测量结果可以通过USB发送到PC机，然后转换成Excel®文件作进一步处理。

函数发生器产生的±5V信号连接到MAX11040K的通道2，而另一函数发生器产生的±10V信号连接到MAX11040K的输入通道1。电阻分压网络R1/R2和R3/R4对±5V或±10V输入进行相应的调整，使其接近ADC的满量程范围(FSR = ±2.2V_P-P)。

电阻分压网络R1和R2的取值以及旁路电容C1和C2的取值如表2所示，均由式1计算得到，接近最佳的输入动态范围(约±2.10V_P-P)。该动态范围限制在0.05%相当高的精度范围，非常适合MAX11040K。有关精度指标的详细信息，请参考MAX11040K数据资料。

表2. 图3中的电阻和旁路电容计算

VTR ±VP-P	RTR (Ω)	R1 (Ω)	R2 (Ω)	RIN (Ω)	C3 (µF)	f (Hz)	VIN ±VP-P	VADC (VRMS)	Calibration factor-KCAL	Calibration factor error (%)
Calculations for nominal VTR and standard components (nominal) values
10	50	3320	909	130000	0.1	50	2.11268	1.4939	4.73301	0.70
5	50	2490	1820	130000	0.1	50	2.07026	1.46395	2.41516	0.99
Measured values for VTR, VIN, VINRMS with real components values and tolerances used in the experiment
9.863	50 ± 10%	3320 ± 1%	909 ± 1%	130000 ± 15%	0.1 ± 10%	50	2.09872	1.483899	4.699912	0
4.932	50 ± 10%	2490 ± 1%	1820 ± 1%	130000 ± 15%	0.1 ± 10%	50	2.06151	1.45833	2.3914	0
0	50 ± 10%	2490 ± 1%	1820 ± 1%	130000 ± 15%	0.1 ± 10%	50	0	0.00048	NA	NA

 

表2列出的计算值均来自式1的计算结果和图3定义的精确测量。表格顶部给出了式1在标称输入电压下的理论计算结果，选择标准的分立元件。表2底部给出了演示系统中实际测量的元件值以及测试误差，同时还给出了用于FSR校准和计算得到的K_CAL系数，计算公式如下：

校准系数K_CAL按照式2计算：

KCAL = VTRMAX/(VADCMAX - VADC0)

(式2)

式中：
V_TRMAX是输入最大值，分别代表±5V或±10V输入信号。
V_ADCMAX是测量、处理后的ADC值，MAX11040EVKIT设置与图3相同，输入信号设置为V_TRMAX。
V_ADC0是测量、处理后的ADC值，MAX11040EVKIT设置与图3相同，输入信号设置为V_IN = 0 (系统零失调测量)。
K_CAL (本实验中)是针对特别通道的校准系数，根据V_ADC计算输入信号V_TR。

K_CAL误差计算显示只基于标称值的K_CAL“理论值”可能与基于实际测量值计算的K_CAL之间存在1%左右的误差。

所以，只是依靠理论计算还不足以支持实际要求；如果设计中需要达到EU IEC 62053标准要求的0.2%精度，就必须对每个测量通道进行满量程(FSR)校准。

表3所示结果验证了½ FSR输入信号的测量。利用高精度HP3458A万用表测量数据，利用式2中的校准系数K_CAL得到ADC测量值和计算值。

表3. 验证½ FSR输入信号对应的测量结果

Generator	Generator	MAX11040K	Calculation	Verr	Requirements
Nominal signal (½ FSR)	VTR_m - signal measured by HP3458A	VIN measured by ADC	VTR_C = VIN × KCAL	(VTR_M - VTR_C) × (100/VTR_C)	IEC 62053
(VP-P)	(VRMS)	(VRMS)	(VRMS)	(%)	(%)
Channel 1: ±5.000	3.4892	0.74259	3.490126	-0.026544	0.2
Channel 2: ±2.500	1.7471	0.7307	1.747384	-0.016265	0.2

 

表3中的V_{TR_M}表示输入½ FSR信号时的测量值，而V_{TR_C}表示基于MAX11040K测量值和K_CAL处理、计算得到的数值。

结果显示调理后的电路测量误差V_ERR低于0.03%，可轻松满足EU IEC 62053规范要求的0.2%精度指标。

图4. MAX11040EVKIT GUI允许用户方便地设置各种测量条件：12.8ksps、256采样点/周期和1024次转换。此外，GUI的计算部分提供了一个进行快速工程运算的便捷工具。

测量结果也可以通过USB口传送到PC端，从而利用强大的(而且免费)的Excel进行详细的数据分析。

结论

MAX11040K等高性能多通道同时采样、Σ-Δ ADC非常适合工业应用的数据采集系统。这些新型ADC设计能够提供高达117dB的动态范围，有效改善积分非线性和微分非线性，采样速率高达64ksps。选择适当的信号调理电路，MAX11040K能够满足甚至优于高级“智能”电网监控系统的指标要求¹。

 

参考文献

1. 参见Maxim应用笔记4595：“利用高性能同时采样ADC降低高级电力线监测系统的成本”。
2. 参见Maxim应用笔记4639：“高性能同时采样ADC在工业多通道数据采集系统(DAS)的传感器信号调理中的应用”。
3. 参见Maxim应用笔记4272：“MAX11040K 24位同时采样Σ-Δ ADC综述”。