精准型放大器可将 500Ω 负载驱动至 ±10V
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评估硬件
产品型号带"Z"表示符合RoHS标准。评估此电路需要下列选中的电路板
- AD9122-M5375-EBZ ($495.00) Circuit Evaluation board designed to evaluate CN0205.
驱动/参考代码
Software such as C code and/or FPGA code, used to communicate with component's digital interface.
优势和特点
- 高速DAC至IQ调制器的接口
- 要求零IF频率
- 双通道DAC提供电平转换的常用偏置功能
电路功能与优势
本电路在双通道高速TxDAC数模转换器 AD9122 与宽带I/Q调制器ADL5375-05之间提供一个简单灵活的接口。由于DAC输出与ADL5375-05I/Q调制器输入具有相同的0.5 V偏置电平，因此无需使用任何有源或无源电平转换电路。该直流耦合的接口有利于DAC补偿I/Q调制器的本振(LO)泄漏。
AD9122 DAC的1.2 GSPS采样速率和ADL5375-05调制器I/Q输入的宽带宽，确保零中频(ZIF)和复中频(CIF)架构均能得到支持。除了滤除奈奎斯特镜像以外，基带滤波器还能出色地抑制差模和共模DAC杂散。
电路描述
图1. AD9122与ADL5375-05之间的接口，利用50 Ω接地电阻为ADL5375-05基带输入提供500 mV直流偏置电压（原理示意图）
图2. 用于实现电路的AD9122-M5375-EBZ评估板
DAC的满量程输出电流(IFS)可以在10 mA到30 mA范围内编程，标称默认值为20 mA。在该配置中，4个以地为基准的50 Ω电阻(RB=RBIP = RBIN = RBQP = RBQN)上的DAC输出摆幅均为0 mA至20 mA，这样就实现了500 mV直流偏置电平，以及各输出对上的2 V p-p差分满量程电压摆幅（空载）。该2 V p-p电压摆幅可以通过RL (RL = RSLI = RSLQ) 并联电阻进行调整，而不会影响500 mV偏置电平。因此，I/Q调制器输入的差分峰峰值摆幅由下式给出：
注意，计算此信号电平时，可以忽略ADL5375的相对较高的差分输入阻抗（通常大于60 kΩ）。图3所示为使用50 Ω偏置设置电阻时，峰峰值电压摆幅与RL之间的关系。
ADL5375-05与AD9122的动态范围和增益匹配良好。因此，器件之间无需任何有源增益。I/Q调制器驱动电平可以根据需要，通过调整RL的值进行精调，如上所述。对于大多数应用，建议使用100 Ω的RL值，此时满量程信号电平为1 V p-p（0 dBFS时的DAC输出）。
图3. 使用50 Ω偏置设置电阻时，峰峰值差分摆幅与限幅电阻(RL)之间的关系
基带滤波
AD9122与ADL5375之间必须插入一个滤波器，以便消除来自DAC的奈奎斯特镜像、杂散和宽带噪声。应将该滤波器放置在直流偏置设置电阻与交流限幅电阻之间，这样，直流偏置设置电阻（图4中的RB）和信号调整电阻（图4中的RL）就能方便地设置滤波器设计的源电阻和负载电阻。
图4所示为一个三阶贝塞尔低通滤波器，−3 dB带宽为10 MHz。该滤波器的输入和输出阻抗匹配，因此滤波器设计非常轻松，并且可获得更好的通带平坦度，支持宽带宽滤波器设计。本例中，所选的并联电阻为100 Ω，产生1 V p-p差分的交流摆幅。该滤波器的频率响应曲线如图5所示。
图4. DAC调制器与10 MHz三阶贝塞尔滤波器接口
图5. DAC调制器与10 MHz三阶贝塞尔滤波器接口的频率响应
复中频(CIF)应用的滤波
图6所示为ADL5375基带I和Q输入的频率响应。该器件具有很宽且平坦的频率响应（−3 dB点为750 MHz），因此它非常适合DAC输出信号已经过数字上变频的复中频(CIF)应用。在复中频应用中，仍然需要低通奈奎斯特滤波器，主要原因是它可以保持从DAC输出到调制器输入的直流偏置电平。
推荐使用图7所示的滤波器拓扑结构，它是一个五阶巴特沃兹滤波器，转折频率为300 MHz。一个纯差分滤波器可以抑制来自DAC的差模镜像、杂散和噪声。使用两个公共连接接地的电容（图7中的C2和C4）将一部分共模电流分流到地，可以获得优于纯差分滤波器的高频信号共模抑制性能。
此滤波器的仿真和实测响应分别如图8和图9所示。实测平坦度为±0.6 dB（DC至250 MHz）和±0.4 dB（125 MHz至250 MHz），该数据是在AD9122反sinc功能启用情况下获得的。采用这种配置，在有和无图7所示中频滤波器这两种情况下，对2 × FDAC共模杂散的共模抑制性能与共模频率的关系如图10所示。
图6. ADL5375-05的基带(BB)频率响应
图7. 推荐的DAC调制器与300 MHz转折频率、五阶巴特沃兹滤波器的接口拓扑结构
图9. DAC调制器与300 MHz五阶巴特沃兹滤波器接口的频率响应（实测）
图10. 有和无滤波器两种情况下，ADL5375-05 RF输出端的实测共模抑制性能
图11. 用于计算调制器输出功率的电子表格
计算AD9122和ADL5375的输出功率
除偏置设置和信号调整电阻外，ADL5375的输出功率水平还与DAC的数字倒退水平(dBFS)、信号的峰均比、DAC的满量程电流、奈奎斯特滤波器的插入损耗和I/Q调制器的电压增益有关。图11所示的电子表格可以用来计算输出功率。
该电子表格可以从以下URL下载：www.analog.com/CN0205-PowerCalculator
转换电平以驱动ADL5375-15
ADL5375-15需要1500 mV的直流偏置电平。除偏置电平不同外，ADL5375-05与ADL5375-15在其它方面完全一致。若要从AD9122驱动ADL5375-15，必须使用一个无源或有源电平转换网络。图12所示的无源电平转换网络使用4个串联电阻和4个上拉电阻，以便在ADL5375-15输入端实现1500 mV的偏置电平。该无源电平转换网络会导致信号电平发生大约2 dB的损耗。
有源电平转换电路则要使用一个双通道差分放大器，如ADA4938-2，将1500 mV电压接VOCM引脚便可设置输出直流偏置电平。然而，采用这种方法时，接口带宽要受到运算放大器的限制。
图12. 用于从AD9122 TxDAC偏置ADL5375-15的无源电平转换网络
如上所述，需要在AD9122与ADL5375-15之间放入一个滤波器。该LC滤波器可以位于DAC端接电阻（图13中的R1）与交流限幅电阻（图13中的R4）之间的任何地方。但是，图13所示的电路允许灵活设计电平转换电路，R2损耗较低，调制器的驱动电平较高。它还允许滤波器的源阻抗与负载阻抗匹配。推荐使用图13所示的带滤波器的无源电平转换网络。
图13. 推荐使用的带LC滤波器的无源电平转换网络
滤波器的差分源阻抗和负载阻抗分别为：
图14. 用于电平转换电路的电子表格
LC滤波器应靠近DAC放置，使回路电流路径较短。5 V偏置电源(V1)应靠近调制器，因为调制器也使用该电源。当R1、R2、R3、R4分别为34 Ω、218 Ω、760 Ω、750 Ω时，AD9122 DAC输出端的500 mV直流偏置电压与ADL5375-15的1500 mV直流偏置电压匹配。实际上，图13中A点的电压不必是500 mV，但它会使交流摆幅有一定的灵活性，而不会超过DAC输出的顺从电压。DAC负载为31.7 Ω。滤波器的输入和输出阻抗分别为504 Ω和502 Ω。R2引起的衰减，即R2在DAC输出端与调制器输入端之间造成的压降，由R2和R3||(R4/2)共同设置，约为5.4 dB。
要计算A点和B点（图13）的直流偏置电平和交流摆幅、R2引起的衰减、滤波器的源/负载阻抗，可以使用下面的电子表格。该电子表格可以从以下URL下载： www.analog.com/CN0205-LevelShifter
也可以使用ADIsimRF工具来计算DAC和调制器的功率水平，该工具可以从 www.analog.com/ADIsimRF下载。
布局布线建议
应特别注意DAC/调制器接口的布局布线。下面是一些建议。图15显示了一个遵循这些建议的顶层布局图。
- 使所有I/Q差分走线长度保持良好的匹配。
- 滤波器端接电阻尽可能靠近调制器输入端放置。
- DAC输出50 Ω电阻尽可能靠近DAC放置。
- 加宽经过滤波器网络的走线以降低信号损耗。
- 在所有DAC输出走线、滤波器网络、调制器输出走线和LO输入走线周围设置过孔。
- 将LO和调制器输出走线布设在不同的层上或彼此成90°角，防止耦合。
图15. 一般布局布线建议
图16. 测试设置功能框图
欲进一步了解有关正确布局布线的更多信息，请查看设计支持包 www.analog.com/CN0205-DesignSupport中的AD9122-M5375-EBZ布局文件。